新疆泰昌实业有限责任公司扩建年产.万ta漂白木浆转换溶解木浆生产线项目环境影响报告书

'摘要以外商委托的科研项目“深亚微米电源管理类集成电路及各种数模混合集成电路的关键技术理论研究与设计”为背景，作者承担了高效电流模同步降压型DC/DC集成电路设计与实现工作。目前作者所设计芯片已经通过Cadence、Hspice等EDA软件前、后仿真验证、CMOS的版图设计，正于Hynix投片。论文以开关型电压转换器为着眼点，在深入、系统地分析和研究了电流模开关型电压转换器的基础上，成功地设计与实现了一款高效电流模降压型DC/DC。该芯片采用同步整流、双工作模式、低漏电压等技术使得最高效率可达96％。为了消除大占空比工作时的亚谐波振荡效应，作者对斜率补偿技术进行了深入的分析研究，并在此基础上设计了斜率补偿电路。其中，大胆设计了一款可根据斜率补偿信号幅度进行阈值自调节的箝位电路，从而大大消除了斜率补偿对电流限制的影响，保证了芯片在高占空比条件下的带载能力。为了保证该DC/DC电压环路稳定，文章对芯片中工作于开关态的电路进行建模，并得到波特图，从而恰到好处地实现了电压环的频率补偿。结合市场需求，为了缩短芯片测试周期，提高产品利润，文章采用管脚复用技术，完成了可测性设计。关键词：电流模Buck型DC/DC斜率补偿稳定性可测性 ABSTRACTAhighefficiencycurrentmodesynchronousbuckregulatorICisdesignedonthebasisoftheproject“Theoreticalresearchanddesignofkeytechniquesfordeep-submicronpowermanagementICandmixedIC”.ThewholesimulationhasbeencompletedbyusingtheEDAsoftwares,suchasCadence,Hspice,andthelayoutdesignisalsofinished.Atpresent,thechipisbeingtapedoutinHynix.Beginningfromtheswitchingmoderegulator,ahighefficiencycurrentmodesynchronousbuckDC/DCisdesignedafteranin-depthsystemicstudyonthecurrent-modeswitchingregulator.Byadoptingthetechnologiesofsynchronousrectification,doubleoperationmodeandlowdropoutoperation,theefficiencyofthisdesignisupto96%.Inordertopreventthesub-harmonicoscillationathighdutycycles,slopecompensationisused.Whatisspecialisthatthedesignprovidesaclampcircuitthatcanadjustitsthresholdswithrespecttothemagnitudeoftheslopecompensationsignalsothatasubstantiallyconstantmaximumcurrentlimitoftheregulatormayberemainedatgreaterdutycycles.Amacromodelisalsocreatedtoobtainthebodeplotsforappropriatefrequencycompensation.Finally,thecircuitsfortestabilityaredesignedtoshortenthetesttimeandgetmoreprofitmargins.Keyword:current-modeBuckregulatorslopecompensationstabilitytestability 目录第一章绪论1§1.1国内外电源管理技术概述1§1.2开关型电压转换器简介2第二章XD2607系统构建8§2.1控制模式的选取8§2.2工作模式的选取10§2.3系统设计与系统框图11§2.4效率的考虑13§2.5主要电特性指标14第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案16§3.1电流环稳定性分析与斜率补偿16§3.2电压环稳定性分析与电路建模21第四章XD2607电路设计与仿真验证28§4.1使能控制与PTAT电流偏置（ENABLE）28§4.2带隙基准源（VREF）31§4.3零温度系数电流基准（IREF）36§4.4误差放大器（EA）38§4.5振荡器模块（OSC）41§4.6斜坡产生模块（SLOPE）43§4.7电流比较器（ICOMP）45§4.8误差箝位电路（CLAMP）47§4.9自动测试电路（TEST）49§4.10控制逻辑（LOGIC）53第五章XD2607整体电路仿真验证及主要性能指标实现56结束语错误！未定义书签。参考文献错误！未定义书签。在学期间撰写的学术论文和参加科研情况错误！未定义书签。 7第一章绪论第一章绪论本章首先对国内外电源管理现状及发展趋势进行了简要的介绍。继而在此基础之上对开关型转换器的基本结构、分类及其发展作出较为简明的阐述。§1.1国内外电源管理技术概述以电力电子学为核心的电源管理技术从20世纪60年代中期开始形成，但此时的电源管理内容相对简单，以整流技术（AC/DC）为主的各种电源装置的出现是该时期的主要标志。而后随着电子技术的飞速发展和不断创新，电子电力设备与人们的工作、生活的关系日益密切，电子设备都离不开可靠的电源，由此带来了电源管理技术腾飞。电源的管理与控制已经是电子系统设计中最基本和关键的需求。进入20世纪80年代后，国际上开关电源开始了实用化，PFM高频调制技术、软开关技术、处理网测斜波电流和提高网测功率因数的PFC技术的研究以及柔性交流输电系统概念的提出引起学术界和企业界的广泛瞩目。受改革开放浪潮和发展电力电子技术需求的激励，我国电工电子业界掀起了三大研究和开发热潮：高频电子镇流器、高频逆变－整流式弧焊电源和交流电机变频调速。一些高科技公司开始了开关电源量产化工作。20世纪90年代以来是我国电力电子技术和电源管理技术的快速发展期。业界出现了一些技术难度较大且具有国际先进水平的产品，如“多谐振双环控制的通信开关”、“单芯片控制的500W以下PFC控制器”、“智能化高频开关电源”、“数千kw级的IGBT中压变频器”等。但与国际发达国家相比，我国在应用基础研究深度方面的差距为5-10年；在电源产品的质量、可靠性、开发投入、生产规模、工艺水平、工人素质、持续创新能力和公司体制等综合实力方面差距估计为10－15年左右。如今我国的电源管理技术更是面临着加入WTO后所带来的巨大考验。自1958年集成电路问世以来，半导体技术的发展可谓一日千里。如今集成电压转换器已被广泛采用以简化繁冗的电源电路设计工作，并成为任何模拟或数字系统的关键组成模块之一，近十多年来的飞速发展引人瞩目，目前国内外已发展到几百个品种。我们大致可以按照以下几种方式归类：1．按电路的工作方式分类：（1）线性集成稳压器（2）开关式集成电压转换器2．按电路的结构形式分类：（1）单片式集成电压转换器 7第一章绪论（1）组合式集成电压转换器3．按管脚的连接方式分类：（1）三端式集成电压转换器（2）多端式集成电压转换器4．按制造工艺分：（1）半导体集成电压转换器（2）薄膜混合集成电压转换器（3）厚膜混合集成电压转换器不同的电压转换器结构也各有其所擅长的优势，从设计电源系统的角度来看，必须根据特定的负载需求做以取舍进而选择不同的管理方案。电源管理技术的不断发展和推陈出新，不仅使便携式电子产品成为电子行业中增长速度最快的一个分支，也会使得选择电源方案的优先级不断地发生变化。§1.2开关型电压转换器简介上世纪80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成了电源换代。进入90年代，开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子监测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，开关电源技术得以迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制功率管导通和关断时间比率，输出恒压的一种稳压器，一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。主要分为两类：AC/DC和DC/DC。AC/DC变换是用以将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的被称为“整流”，功率流由负载返回电源的被称为“有源逆变”。按电路的接线方式可分为：半波电路、全波电路；按电源相数可分为：单向、三项和多相。按电流工作象限又可分为：一象限、二象限、三象限、四象限。由于AC/DC变换必须经过整流和滤波，因此体积相对较大的滤波电容必不可少，同时交流输入还必须加EMC滤波即使用符合安全标准的元件，这样就限制了电源体积的小型化。另外由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容的难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，同时也使得电源工作消耗增大，限制了其模块化、集成化进程。DC/DC变换是将固定的直流电压变换为可变的直流电压，也称为直流斩波。它有两种工作方式：其一是脉宽调制方式（PWM），其二是频率调制方式（PFM）。当今的DC/DC已有了质的飞跃，电路效率达到90%以上。DC/DC电压转换器已经实现模块化、集成化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟并标准化。下面首先对DC/DC电压转换器的基本结构及未来发展趋势做以简介。 7第一章绪论1．基本结构我们将采用最少器件数所构成的电源转换电路称为基本电压转换电路；采用多于最少器件数的器件构成的电源转换电路则被命名为衍生电压转换电路[1]。对于开关型电压转换器来说主要有三种基本结构：Buck型转换器（BuckConverter）、Boost转换器(BoostConverter)和Buck-boost型转换器(Buck-boostconverter)。图1.2.1Buck型转换器拓扑结构（1）Buck型转换器(Buckconverter)Buck型转换器拓扑结构如图1.2.1所示，其中Q1是功率管，CR为续流二极管。当Q1导通时，能量向输出端传送，续流二极管CR处于反偏态。若忽略Q1导通压降，则电感两端压降，因此在此期间的电感电流线性增加，上升斜率为：（1.2-1）能量被储存于电感中。Q1一旦被关断，由于电感电流不能突变，二极管CR便会正向导通进行续流，忽略CR正向导通压降，电感上压降则为－Vo，电感电流变化斜率为：（1.2-2）可以看出电感电流线性减小，释放所储能量。如果在Q1关断期间，电感电流未下降到零，那么转换器就工作在连续导通模式（CCM）；反之，若是电感能量在此期间耗尽，并维持一段时间零电流，则工作于不连续导通模式（DCM）。如图1.2.2，图1.2.3所示。图1.2.2CCM电流波形图1.2.3DCM电流波形当工作于CCM时，显然有：(1.2-3)设开关频率为f，则电感电流纹波ILpp为：(1.2-4) 7第一章绪论Buck型转换器实际上是一种降压型结构，其输出电压永远低于输入电源电压。仅当功率管Q1持续导通时，输出电压达到最大值：（1.2-5）其中，VQ1(on)表示Q1导通压降。图1.2.4Boost型转换器拓扑结构图1.2.5Buck-Boost型转换器拓扑结构（2）Boost转换器(Boostconverter)Boost型转换器拓扑结构如图1.2.4所示。当Q1导通时，能量储存于电感中，二极管CR处于反偏。忽略Q1导通压降，则电感两端压降为Vi，电感电流线性上升，上升斜率为：（1.2-6）Q1关断时，先前的电感接地端现在被切换至CR阳极，输入电压便与电感压降相串接，于是导致二极管阳极电压高于输入电压。类似地，电感两端的电压约为Vi－Vo，可得其电流斜率为：（1.2-7）即电感电流下降并释放能量。由于电感两端电势差取决于Q1导通时间，则可通过控制该导通时间来实现对输出电压幅度的控制。Boost型转换器属于升压型转换器。当Q1导通时间为零时，输出电压达到最小值：（1.2-8）其中，VCR(on)表示CR正向导通压降。(3)Buck-boost型转换器(Buck-boostconverter)Buck-boost型转换器为一种反压拓扑结构，如图1.2.5所示。这种拓扑结构接收一个正电压，输出一极性相反的电压，且该电压在幅度上可以高于也可以低于输入电压，这一切都取决于功率管导通时间。因此，该拓扑结构既可以用于升压也可用于降压。当Q1导通时，能量流向输出电感，电感电流线性增加，其斜率为： 7第一章绪论（1.2-9）此时由于CR处于反偏，输出级电路对输入级无影响，但是却需要输出电容C为负载供电。Q1关断时，输入电路与输出级不发生连接关系。由于电感的突然切换且其电流不能突变，电流就会通过地和负载R流向处于正偏的CR的阳极，同时为负载电容充电。忽略CR正向导通电压，电感上的压降为－Vo，这说明电感电流线性减小，下降斜率为：（1.2-10）电感释放所储存的能量。在基本电源转换电路的基础之上再添加某些功能就派生出各种各样的衍生电压转换电路，其主要特点就是具有电压隔离和多路输出功能。以Buck型衍生稳压电路为例，主要有：前向型转换器（ForwardConverter）、推挽型转换器（Push-PullConverter）、半桥型转换器（Half-BridgeConverter）和全桥型转换器（BridgeConverter）等。2．未来发展趋势为了满足不断发展的电子产品的需要，并且随着半导体工艺水平不断提高，集成DC/DC电压转换器的发展正呈现出以下趋势和特点。（1）提高效率电源管理正成为当今便携设备设计师遇到的最严峻技术挑战，这主要来源于一个日益明显的矛盾，即新型便携式消费电子设备的功能越来越多，但同时用户又希望它的工作时间越来越长，因此电压转换器的效率具有重要意义。在集成DC/DC电压转换器中，主要有以下几种提高效率的措施：（a）低漏电压漏电压（Drop-outVoltage）是指为了保证输出基本稳定，输入电压必须高过输出电压的最小值。一般定义为在一定负载条件下，输出电压达到额定值的98%时，输入、输出电压差值。传统的转换器，漏电压为1V以上，而现代的低漏转换器，漏电压仅有几十毫伏，这样可以更大限度地利用电池能量。（b）低静态电流电压转换器工作时本身需要耗用一部分电流，这部分电流未被负载利用而直接流向地，称为静态电流（或对地电流）。为了提高效率，自然希望芯片自身的静态电流越小越好，现今，电压转换器静态电流普遍做到了mA级以下。（c）低维持电压 7第一章绪论电压转换器一旦启动，能够维持正常工作的最低电源电压称为维持电压（Hold-onVoltage），维持电压越低，电池能量利用的越充分。有些电压转换器采用电源切换的方法已经使维持电压降到比启动电压低许多。例如凌特公司的LTC3404可以实现0.85V启动，但其维持电压仅为0.5V。（d）同步整流[2]用内部集成的同步MOSFET取代以往的外接肖特极二极管。通过合适选取功率MOSFET的导通电阻，可大大提高电源效率。（2）减小体积减小体积有利于产品小型化和降低成本。为了缩小电源管理电路尺寸，可采用以下技术：（a）调整管集成早期的电源管理芯片受工艺的局限，输出电流稍大时功率管就只能采用分立元件，而仅将控制电路集成。现今随着IC工艺技术的进步，已实现调整管集成化。（b）高频率在DC/DC中，作为储能元件的电感一般只能采用分立元件，但仍可通过提高DC/DC的工作频率来尽量减小电感体积，因此高频化成为DC/DC未来发展的一大趋势。（3）多功能和多工作模式不同的电子设备会有不同的电源需求，另一方面，由于电子设备自身功能愈加丰富，同一设备也往往会需要不同的电源管理模式，因此转换器的功能与工作模式也趋于多样化。主要表现在：（a）多路输出同一转换器产品可以同时有多路不同的输出，即各路输出具有不同的输出电压、电流能力。（b）多管理方案为了适应各种需要，有些转换器同时提供多种电源调节方案，既有DC/DC输出，又兼有线性稳压器输出，或电荷泵输出。（c）多工作模式针对不同应用场合，有些DC/DC采用多工作模式，其工作模式可以由用户设置，也可以根据负载大小自动在不同工作模式之间切换，以提高效率。 7第一章绪论对于DC/DC变换器来说，有多种工作模式可供选择，常用的有三种：一是固定频率的脉宽调制模式（PWM），二是固定脉宽的频率调制模式（PFM），三是频率和脉宽都不固定的斩波工作模式（CHOP）。各种工作模式各有优缺点，PWM模式是最常用的一种工作模式，它的优点是噪声频带比较窄，易于滤波，输出干扰小，缺点是轻负载时效率很低，有时还有最小负载要求。PFM模式与PWM模式正好相反，各种负载时效率都可以做到很高，但输出噪声频带比较宽，滤波难度大，输出干扰大。CHOP模式是传统分立元件开关转换器常用的工作模式，它根据输出电压判断调整管是否导通，所以输出电压波动在所难免、精度不高。（4）完善的保护措施开关电源作为一种电力电子集成器件，还需要增加各种保护措施以提高其可靠性，通常注意以下几点：（a）过温保护：监测芯片温度，当温度过高时，自动关断芯片，防止芯片烧毁。（b）过流保护：监测输出电流不应该超过安全值，否则进行限流或关断。（c）电池反接保护：当电池接反（正负极倒置）时，电路自动切断，防止芯片内PN结隔离墙正向导通，引起大电流放电而烧毁芯片。（d）ESD保护：对于MOS工艺，栅极输入阻抗很高，应防止高压静电击穿器件。（e）输出短路保护，监测芯片的输出，一旦发现输出与地短接，电路自动切断，防止大电流放电而烧毁芯片。（5）大输出电流随着IC集成度不断提高，所需要的电源电压等比降低，但所需的输出电流却越来越大。面对不断升高的输出电流需求，研发人员在提高芯片电流输出的同时还将继续致力于开发减小功率耗散的技术，努力保持低结温。电源的设计是一门艺术，电源IC的设计还必须配合系统要求来做整体考量，近年来电源设计已赢得瞩目，未来将会有更大的挑战考验着我们。本论文共分为五章，第一章对国内外电源管理技术、开关型电压转换器及其发展趋势简要介绍；第二章对芯片进行系统构建；第三章介绍设计中的关键技术及其解决方案；第四章对DC/DC各模块电路进行具体设计和仿真验证；第五章给出整体电路主要性能指标的实现；最后为结束语。 15第二章XD2607系统构建第二章XD2607系统构建本章将以第一章所介绍的开关电压转换器基本结构为基础，对电流模同步降压型DC/DC——XD2607的系统工作原理和体系结构进行阐述。§2.1控制模式的选取PWM开关电压转换器的基本工作原理就是在输入电压、内部参数、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，实现开关电源输出电压或电流等的稳定。PWM的开关频率一般恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流或恒定功率的目的，同时还可实现一些附加功能，如过流、过压保护等。PWM开关电压转换器主要有电压模式控制和电流模式控制两种方案，两者的基本工作原理和各自的优缺点分别介绍如下。电压模式控制PWM是六十年代后期开关电压转换器刚刚开始发展就采用的一种控制方法。该方法与一些必要的过流保护电路相结合，至今仍然被广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的缓变误差信号与恒定频率三角波相比较，得到导通脉宽。Buck型DC/DC的电压模式控制PWM反馈系统原理图如图2.1.1所示。图中的误差运算放大器EA的主要作用在于：图2.1.1Buck型DC/DC电压模式控制PWM反馈系统原理图1.将输出电压与基准电压的差值放大后进行反馈控制，以保证稳态时的稳压精度。该运放的直流放大增益理论应上为无穷大。2.将输出端上附带有较宽频带开关噪声成分的直流电压信号转变为具有一定幅值的比较“干净”的直流反馈控制信号（Vc）。即保留直流低频成分，衰减交流高频成分。因为开关噪声的频率较高，幅值也较大，如果对高频开关噪声衰减不够的话，输出电压不稳；但衰减过大的话，动态响应又减慢。这就存在一个矛盾。但是总体来说，对电压误差运算放大器的基本设计原则是“低频增益要高，高频增益要低”。3.对整个闭环系统进行校正，使得闭环系统稳定工作。电压模式控制PWM的优点： 15第二章XD2607系统构建1.PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的噪声裕量。2.占空比调节可以不受限制。3.对于多路输出型转换器，它们之间的交互调节效应较好。4.单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。5.对输出负载的变化有较好的响应调节。电压模式控制PWM的缺点：1.对输入电压的变化动态响应较慢。2.补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压的变化使其更为复杂。3.输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点降低，或者增加一个零点进行补偿。4.在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦复杂。图2.1.2Buck型DC/DC的电流模式控制PWM反馈系统原理图峰值电流模式控制简称电流模式控制，在七十年代后期才从学术上作深入的建模研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。Buck型DC/DC的电流模式控制PWM反馈系统原理图如图2.1.2所示。电流模控制PWM与电压模控制PWM的本质区别在于：误差放大器（EA）放大得到的误差电压信号Vc送至PWM比较器（COMP）后，并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号VΣ比较，然后得到PWM脉冲关断阈值。因此（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是通过控制电感峰值电流间接地控制PWM脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流，而平均电感电流值才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将斜率为电感电流下降斜率一半以上的补偿电流加在实际检测电流之上升斜坡时，可以去除不同占空比对平均电感电流的扰动，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流，因而合成波形信号VΣ要由 15第二章XD2607系统构建斜率补偿信号与实际电感电流信号两部分合成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态并且斜率补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环和电流内环。电流内环是瞬时、快速的，是按照逐个脉冲工作的。在该双环控制中，电流内环负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。因此，峰值电流模式控制PWM的带宽比电压模式控制大得多。峰值电流模式控制PWM的优点在于：1.暂态闭环响应较快，对输入电压和输出负载变化的瞬态响应均快。2.控制环易于设计。3.输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相媲美。4.瞬时峰值电流限流功能，固有的逐个脉冲限流功能。5.自动均流并联功能。峰值电流模式控制PWM的缺点是：1.占空比大于50%的开环不稳定，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。容易发生亚谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生亚谐波振荡的可能性。因而需要斜率补偿。2.对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能状态，与控制电压编程决定的电流值相比较，开关器件电流信号的上斜坡通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，导致亚谐波振荡。3.对多路输出电源的交互调节性能不好。简言之，（峰值）电流模式控制PWM最主要的应用障碍是容易振荡及抗噪声性差。主要振荡源是：器件开启时引起的电流尖刺，噪声干扰，斜率补偿瞬态幅值不足等。峰值电流模式控制的开关电源容易在开机启动及电压或负载大幅度突变时发生振荡。综合上述两种PWM控制模式的优缺点可以看出，尽管峰值电流模式控制PWM也有其自身的缺陷，但与传统的电压模控制相比，它仍具有明显的优势，再加上斜率补偿技术的日益成熟化，近年来峰值电流模式控制PWM已成为一种更为广泛采用的控制方式。本论文所设计的XD2607便采取该控制方式。§2.2工作模式的选取XD2607采用两种工作模式：突发工作模式和脉冲跳跃工作模式。用户可以根据不同的应用场合，通过外部设定的方式对具体工作模式加以选取。 15第二章XD2607系统构建当芯片工作于脉冲跳跃工作模式时，对于中度或大负载，主开关每周期受振荡器触发导通。当负载过低时，XD2607将自动跳过某些触发周期，即主开关在某些周期并不导通以保持输出稳压。该工作模式在轻负载情况下效率不高，但当负载高过一定值时则与突发模式相当，其优势在于输出纹波小且对音频电路干扰小。当芯片工作于突发模式时，无论负载有多轻，电感峰值电流的最低值被设为大约100mA左右。在轻负载时，每次突发事件可持续几个周期；随着负载的加重，芯片连续运行的周期数增加直至几乎连续运行。在每次突发事件之间，芯片处于休眠态。在这种休眠态下，功率MOSFET和大部分电路均被关断，负载电流仅由输出电容提供，全片静态电流减少到20μA以下。随着输出电压的下降，芯片被再次唤醒，从而使功率开关按周期导通。工作一段时间后，输出电压升高，电路又进入休眠状态，如此反复。如果负载很小，电路可能在绝大部分时间里处于停机状态，仅有静态损耗，所以效率很高。§2.3系统设计与系统框图XD2607是一个高效率同步降压型DC/DC，芯片采用恒定的工作频率，控制方式为峰值电流模式控制PWM。XD2607主要应用对象为单节锂离子电池供电便携设备，包括：蜂窝电话、个人信息设备、数码相机、MP3播放机、无线与DSL调制解调器等，因此芯片工作电压被设定在2.5～5.5V的范围内。另外芯片内部开关工作频率高达1.5MHz，这样可以配合小型表面贴装电感、电容，大大减小PCB板面积。芯片采用内部补偿方式，因此控制环路的稳定性并不取决于输出电容及其ESR，从某种程度上也可以说，XD2607是特别为配合陶瓷电容器而设计的，这样不但可以降低输出电压纹波，还能够减小PCB板上的引脚占位。图2.3.1是XD2607的典型应用电路，芯片共有六个引脚，引脚定义与功能总结于表2.3.1中。图2.3.1XD2607典型应用电路图 15第二章XD2607系统构建表2.3.1XD2607引脚定义与功能描述名称引脚定义与功能描述RUN芯片使能输入端。该引脚电压高于1.2V则芯片处于正常状态；引脚电压低于0.4V则关断芯片。芯片处于关断模式时，所有的功能模块均不工作，全片所消耗的电流仅在1μA以下。VFB反馈引脚。输出电压经外部电阻分压器所得到的反馈电压由该引脚馈入。SW开关管到电感器的连接点。VIN输入电源引脚。MODE工作模式选择引脚。该脚接地时，芯片工作于脉冲跳跃模式；该引脚接于电源VIN则芯片工作于突发模式。GND接地引脚。图2.3.2XD2607系统框图XD2607采用恒定频率、电流模式降压结构。主开关（P沟道MOSFET）和同步开关（N沟道MOSFET）均集成于芯片内部，其系统框图如2.3.2 15第二章XD2607系统构建所示。主要工作流程为：在正常工作状态下，振荡器触发RS锁存器，使得内部主开关在每个周期均导通，电源VIN通过主开关向外部电感输出电流。在此期间，采样管和采样电阻支路对电感电流进行采样，采样电压被送至峰值电流比较器ICOMP中与峰值电流门限进行比较。一旦电感电流达到峰值门限，ICOMP输出信号将RS触发器复位，从而关断主开关。EA误差放大器将反馈电压与内部带隙基准源VREF产生的基准电压进行比较后输出误差信号，该误差信号用于设定电感峰值电流门限。当芯片负载增加时，则会导致VFB反馈电压低于0.8V基准电压，从而使得误差信号电压升高、峰值电流门限提高，直至平均电感电流与新的负载电流匹配，反之亦然。在PMOS主开关关断时，同步NMOS开关便会导通进行续流，直至反流检测比较器IRCMP检测到电感电流反相或者是下一个时钟周期到来。比较器OVDET用于防止芯片输出大于6.25％的瞬态过冲，一旦VFB反馈电压高于0.85V，OVDET便会输出故障信号关断主、同步开关直至输出恢复正常。振荡器OSC用于产生1.5MHz的芯片主频。频率转换模块（FREQuencySHIFT）的主要作用在于：当芯片处于启动阶段或输出短接到地时，将OSC的振荡频率降为1/7标称值。该频率反馈可保证电感电流有更多的时间衰减，以防止失控。芯片输出电压可由VFB引脚的外部分压电阻R1、R2按以下公式设定：（2.3-1）另外，在某些应用中，如外围环境温度很高、低电源电压以及高占空比时，芯片温度可能超过器件的最大结温。因此XD2607中还设计有过温保护（OTDET）功能，即当芯片结温超过150℃时，两功率管均被关断，SW端将呈现高阻态。§2.4效率的考虑开关电压转换器的效率等于输出功率与输入功率之比。逐个分析各个部分的损耗有助于我们了解那些因素限制了效率、做那些修改才能最大程度地改善效率。因此效率又可以表示为：（2.4-1）其中，P1、P2、P3……表示各个部分相对于输入功率损耗之百分比。尽管电路中所有的器件原理上均会产生功率损耗，但XD2607的主要损耗来自两部分：VIN静态电流和I2R损耗。在轻负载时，VIN静态电流损耗会成为效率损耗的主要因素。对两种损耗分别讨论如下：1.VIN静态电流损耗主要分为两个部分：其一是直流偏置电流，其二是主开关和同步开关栅电容充放电电流。当栅极电位由高变低再由低变高的过程中，会有一定的电荷△Q由VIN流向地。相应的dQ/dt便是从VIN流出的电流，它通常大于直流偏置电流。在连续导通模式下有：（2.4-2）式中的QT、QB分别为顶部主开关和底部同步开关的栅电荷。直流偏置电流和栅电容充放电电流均与VIN的电压值成正比，因此当输入电源升高时，两者产生的功耗会更为明显。2.I2R损耗I2R损耗应通过内部开关导通电阻RSW和外部电感等效电阻RL 15第二章XD2607系统构建来计算。在连续导通模式下，经由外部电感的平均输出电流是通过在主开关和同步开关之间切换得到的。这样，从SW端看进去的串联电阻是主开关和同步开关MOSFET的导通电阻RDS(ON)T、RDS(ON)T以及占空比（D）三者的函数：(2.4-3)从而有：(2.4-4)其中，Io为平均输出电流。§2.5主要电特性指标首先要设定芯片的绝对最大定额值。所谓绝对最大定额值代表的是一种上限值，如超过该值，芯片寿命可能受损。其次再设定芯片的其它主要电特性指标。XD2607的绝对最大定额值及主要电特性指标分别列于表2.5.1和表2.5.2。表2.5.1绝对最大定额值参数表名称绝对最大定额值输入电源电压VIN-0.3V～6VMODE、RUN、VFB电压-0.3V～VINSW电压-0.3V～（VIN+0.3V）P开关管输出电流（DC.）400mAN开关管吸收电流（DC.）400mASW输出与吸收电流630mA工作温度范围-40℃～85℃结温(注释1)125℃存放温度范围-65℃～150℃引脚焊接温度（焊接10秒）300℃注释1：TJ根据环境温度TA和功率耗散PD，依下面的公式计算而得： 15第二章XD2607系统构建表2.5.2主要电特性指标符号“●”表示在整个工作温度范围内均有效，否则TA＝25℃。如非特别标注，VIN＝3.6V符号参数测试条件Min.Typ.Max.单位IVFB反馈电流●±30nAIPK峰值电感电流VIN=3V,VFB=0.7V，占空比<35%,375500625mAVFB反馈电压●0.7840.80.816V△VOVL过压关断●205080mV△VFB基准电压调整率VIN=2.5V~5.5V●0.040.4%/VVLOADREG输出负载调整率0.5%VIN输入电压范围●2.55.5VIS静态电流脉冲跳跃模式突发模式关断VFB=0.7V,VMODE=3.6V,ILOAD=0VFB=0.83V,VMODE=0V,ILOAD=0VRUN=0,VIN=5.5V300200.1400351μAμAμAfOSC振荡频率VFB=0.8V，VFB=0●1.21.52101.8MHzkHzRPFETP管导通电阻ISW=100mA0.70.85ΩRNFETN管导通电阻ISW=100mA0.60.90ΩILSWSW引脚漏失电流VRUN=0V,VSW=0或5V,VIN=5V±0.01±1μAVRUNRUN引脚阈值●0.311.5VIRUNRUN脚漏电流●±0.01±1μAVMODEMODE脚阈值●0.31.52VIMODEMODE脚漏电流●±0.01±1μA17第五章XD2607整体电路仿真验证及性能指标 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案由于电流模控制型电压转换器是一个双环反馈系统：内部电流环和外部电压环，故而XD2607的设计必须要包括电流环稳定性分析与斜率补偿、电压环稳定性分析与电路建模两部分。本章对设计中的这两项关键技术难点及解决方案加以详尽的设计与论述。§3.1电流环稳定性分析与斜率补偿1．斜率补偿原理[1][3][4]图3.1.1电流模DC/DC控制环路模型内部电流环的作用就在于使开关电流IL跟随控制电流IC的变化，该控制电流IC在原理上汇入外接电感。从建模的角度来讲，就意味着存在一个与电感串接的电流值等于控制电流IC的电流源。如电流源与阻抗器件串联，则该阻抗器件对电流源无影响，故环路控制模型可等效为一个馈入RC并联网络的电流源，如图3.1.1所示。可以看出这是一个单极点系统：（3.1-1）这便是电流模控制原理的主要优点之一。对于不连续导通模式（即在主开关关断期间，电感能量释放为零），我们不期望的双极点LC滤波特性消失。但电流模控制并不能保证电路一定具有理想控制电流源的特性，因为环路增益有限，IL也就不等于IC。实际上，该环路增益比较低，它并不能很好地完成电流跟踪，因此上述等效电流源的输出阻抗有限，继而使得电路传输函数更为复杂，实际上已经证明它具有两个极点，只是其中一个处于较高的频段。电流模控制需重点解决的问题是：当占空比大于50％时，其内部反馈环不稳定。主要表现在：图3.1.2　峰值电流控制方式电感电流波形（1）扰动信号产生的误差被逐渐放大，继而导致系统失控，电源的抗干扰性能差。图3.1.2是占空比D大于50%时峰值电流控制的电感电流波形。图中的Vc是误差放大器输出的控制电压，△I0是扰动电流，m1、－m2分别代表电感电流的上升、下降斜率。由图3.1.2可知，经过一个周期，由△I0引起的电流误差为：（3.1-2） 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案同理，可以证明经过n个周期后，△I0引起的电流误差△In为：（3.1-3）由式（3.1-3）得出如下结论：当m2m1，即D>50%时，电流误差△In将逐渐放大，从而导致系统失控。电源的抗干扰性能差，不能稳定工作。（2）输出空载或轻载时电源失控。峰值电流控制型开关电源在输出轻载或空载时，输出电流很小或为零，造成电流采样反馈回的电压几乎不变。该电压与Vc进行比较，会使PWM比较器输出状态不稳定，导致开关管状态难以确定，最终失控。对于以上难点，可能的解决途径有二：其一是只允许电路在小于50%占空比的情况下工作；其二便是引入斜率补偿以实现电流环路的稳定，引入以下两种方法：其一是在控制电压Vc上叠加斜率补偿电压；其二是在电流反馈电压上叠加斜率补偿电压。两种补偿方法原理上完全相同的，但后者的实现电路简单，故而较为常用，XD2607也采用该方法。下面以在控制电压Vc上叠加斜率补偿电压为例，进行原理设计与推导。图3.1.3补偿控制电压的对应波形该方法就是在控制电压Vc上叠加斜率补偿电压形成新控制电压后输入到PWM比较器一端，与PWM比较器另一端的电流反馈电压比较。图3.1.3是该种补偿方法的原理示意图。其中，是斜率补偿电压的斜率。由图3.1.3可以证明，经过一个周期，由△I0引起的电流误差△I1为：（3.1-4）经过n个周期后，由△I0引起的电流误差△In为：（3.1-5）类似地，由式（3.1-5）可以推导出在占空比从0到1的范围内，使电流环稳定的条件为：（3.1-6）又因：（3.1-7） 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案结合（3.1-6）、（3.1-7）两式，则得到在控制电压Vc上叠加斜率补偿电压后保证系统稳定的条件：（3.1-8）也就是说，若要保持系统始终稳定，则需要使补偿斜率大于电感电流下降斜率的一半，即m>0.5m2。若选择补偿斜率等于电感电流下降斜率，即m＝m2，则扰动信号在一个周期内就可完成校正，但过补偿又容易使电流模控制转化为电压模控制。因此，实际设计中斜坡斜率常取为0.75m2左右。图3.1.4XD2607斜率补偿电路原理图2．XD2607斜率补偿电路原理设计[5][6][7][8]图3.1.4给出了XD2607斜率补偿电路原理图。其中主要包括峰值电流比较器（ICOMP）、斜坡产生模块（SLOPE）、主开关（R1）、同步开关（R7）以及电感电流采样管（R2）、电感电流采样电阻（R3），详细模块电路在第四章进行介绍。可以看出该芯片采用了在电流反馈电压上叠加斜率补偿电压的补偿方法。R1、R2、R7分别代表主开关、同步开关和采样管的导通电阻。电路通过R2和R3支路对电感电流采样，将电感电流IL转换为电压信号Vsense。Vsense被送到峰值电流比较器中放大并与斜率补偿信号叠加，叠加了补偿信号的新采样信号再与误差信号进行比较。斜率补偿信号的产生原理较为简单，可以利用振荡器定时电容的电压（详细原理在第四章第六节给出），为便于与采样信号叠加，将电容电压在SLOPE模块中转化为电流信号Islope。下面给出补偿电路的推导过程。电路通过电阻R3对电感电流采样，随着电感电流的增加，Va点的电位下降，电感电流的变化被转换为R3上压降Vsense成比例的变化，两者关系由下式给出： 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案（3.1-9）该电压变化量再经过一级放大器，其增益为：（3.1-10）结合（3.1-9）、（3.1-10），可得出最终将与补偿斜坡电压相叠加的电压分量VS与电感电流之间的关系式：（3.1-11）在具体实现时，主开关和采样开关取为同类型的MOS管、R4与R5取为同类型电阻并注意W值匹配，便可以把影响采样比例的因素减到最少。XD2607的补偿斜坡取自振荡器模块中定时电容上的电压Vcap。Vcap经由一级跨导运放SLOPE，输出斜率补偿电流Islope，Islope与Vcap之间的关系可表示如下：（3.1-12）其中，gms为跨导运放SLOPE的增益。进一步得出斜率补偿电压：（3.1-13）其补偿斜率m为：（3.1-14）其中，C是振荡器模块中定时电容，Ic是定时电容的充电电流。对于Buck型DC/DC来说，电感电流下降斜率m2＝，再结合（3.1-8）、（3.1-11）、（3.1-14）式可推导出要保持系统稳定的条件： 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案（3.1-15）由式（3.1-15）看出，如果需要改变斜率补偿比例，我们只需对采样比例Ksample做以适当地就调节，这样大大地增强了电路的灵活性。但是斜率补偿又带来了一个负面影响：随着占空比的增大，实际的电感电流峰值被降低了。这是因为随着占空比的增大，斜率补偿信号的幅度也会增大，从而导致峰值电流门限在主开关导通的后期显著下降。该现象不得不引起我们的注意，因为它大大降低了电压转换器在高占空比下的带载能力，如图3.1.5所示。可以看图3.1.5斜率补偿降低电感峰值电流到斜坡补偿电流随着占空比的增加而增加，但门限电平却保持不变，当占空比达到90％时，补偿信号将电感电流峰值减小了30％。而图3.1.5给出的只是占空比大于50％才进行斜率补偿的情况，实际上只要存在斜率补偿，峰值电流就会受到损失。在某些芯片中斜率补偿早在10％占空比时就被引入，那么同样的道理，芯片的带载能力就会从10％占空比开始下降。解决途径之一便是当发生斜率补偿时提高控制门限电平。但是仅仅提高门限并不是个可靠的办法，原因有二：1.误差放大器输出的控制信号会经过一个RC滤波网络，该滤波网络的时常数一般都很大，那么门限控制电平将无法跟上补偿斜坡的快速变化。2.单纯的提高门限则会将斜率补偿化为乌有。图3.1.6所设计的XD2607之斜率补偿电路因此我们所需要的是一种控制电路，它能够根据斜率补偿信号幅值调节门限电平以保证在大占空比下电感峰值电流实质上不变。 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案我们在XD2607中引入了一个箝位电路（CLAMP），其箝位阈值可以根据斜率补偿信号幅度加以调节，进而保证在大占空比下电感峰值电流实质上不变。最终设计的XD2607之斜率补偿电路如图3.1.6所示。图3.1.6中的CLAMP模块便是一个随占空比调节阈值的箝位电路。误差放大器输出的控制信号VC和斜率补偿信号Islope2均被引入该模块，当Islope2上升时输箝位阈值也随之上升；反之亦然。这样，整个电流环就可以在大占空比时对电流峰图3.1.7CLAMP模块保持电感峰值电流门限不变值进行“补偿”。或者可以这样讲，就是在占空比大于一定值进行斜率补偿情况下，一方面补偿信号Islope1会将ICOMP_SUB的P端电位抬高，另一方面补偿信号Islope2又将其N端抬高同样的电位，这样就保证了输出最大电流门限不变。如图3.1.7所示。§3.2电压环稳定性分析与电路建模对于XD2607来说，还存在一个电压反馈环，它主要由芯片内部EA误差放大器、内部调制器（modulator）和外部输出电容、负载组成。必须要对这个电压环有一个透彻的分析，从而合理地进行电压环路补偿、调节控制环路的频率响应以保证环路的稳定性及优化瞬态响应。图3.2.1基本反馈系统首先让我们考虑图3.2.1所示的基本负反馈系统，并假设β是常数。则该闭环传输函数为：（3.2-1）对于这个负反馈系统，如果同时满足下列两个条件，便可以在某频率点ω1产生环路振荡：其一，在ω1频率下，环路的移能够使反馈变为正反馈；其二，此时的环路增益大于等于1。环路增益幅值等于1和使环路增益相移等于-180度的两个频率点分别被命名为“增益交点”和“相位交点”；相位交点处对应的增益幅度称为增益裕度，而增益交点处对应的相移再加上180度就被定义为相位裕度。它们在稳定性方面起着重要的作用。为了使系统稳定增益交点必须落在相位交点之前，即相位裕度大于零。一个无条件稳定的线性系统，应保证拥有6dB的增益裕度和45度的相位裕度。开关型电压转换器的环路分析通常是采用线性化方法，系统框图如图3.2.2所示。在p点将环路断开，得到系统环路增益为： 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案（3.2-2）图3.2.2开关电压转换器反馈系统要保证系统无条件稳定，系统相位裕度应大于60度，而增益裕度通常不做过多考虑[1]。另外，环路0dB带宽通常取系统主频的1/10，这是学术界普遍认可的选值，它可以很好地避免开关噪声对环路的影响。1.电压环路建模分析[9][10][11][12][13]要对电压环路进行正确的分析与频率补偿，波特图是最为直接、有效的途径，关键在于内部调制器工作于开关态，因此对DC/DC来说，必须对电路中的开关态工作部分进行建模，进而做AC分析得到波特图，并在此基础之上实现电压环路频率补偿。宏模型是一种简化网络模型的技术，是电子系统或子系统、子网络的简化等效表示。采用宏模型可以在一定的精度范围内使其端口特性和原电路端口特性相同，但电路结构复杂程度明显降低。另一方面宏模型电路EDA仿真更为便捷，对于大规模模拟电路的分析设计具有十分重要的意义。XD2607建模关键是找出误差放大器输出的误差信号与负载电流之间的关系。下面将对连续导通模式（CCM）和不连续导通模式（DCM）分别加以推导。设电感峰值电流为Ipeak，依据图3.1.4可以得到Ipeak与误差放大器输出电压Vc有如下关系：(3.2-3)其中，VDC表示DC偏置IDC电流在峰值电流比较器同相端产生的直流压降。电路工作于CCM，若电感、输入输出电压以及振荡器频率均认为不变，则电感电流峰峰值ILpp不变。根据（1.2-4）式：(3.2-4)又因为CCM时的负载电流Iload与电感峰值电流Ipeak之间只相差恒量。则此时Iload、Vc之间的关系式与Ipeak、Vc之间的关系式也只相差一个常量。对(3.2-3)式求导便可得到此时调制器的跨导gm（MOD）1：(3.2-5)可以看出，此时的跨导为一恒值，设为A。 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案电路工作于DCM时的电流波形参见图1.2.3。主开关导通时间为：(3.2-6)同步管导通时间为：(3.2-7)又因为负载电流与电感峰值电流之间的关系为：(3.2-8)根据(3.2-6)、(3.2-7)以及(3.2-8)，可得：(3.2-9)结合(3.2-3)和(3.2-9)，便可得到DCM时调制器的跨导gm（MOD）2：(3.2-10)将(3.2-3)代入(3.2-10)得到：(3.2-11)经过上述推导，我们已经分别得到了CCM及DCM下调制器跨导gm（MOD）1和gm（MOD）2，对于实际电路来说，调制器传输函数为连续的，则将两段函数结合起来便最终得到了调制器模块的传输函数gm（MOD），其曲线如图3.2.3所示：图3.2.3调制器传输函数(3.2-12)其中，(3.2-13)(3.2-14) 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案将（3.2-2）式代入(3.2-14)：(3.2-15)电感的选取一般应依据(1.2-4)式并取电感纹波等于最大负载电流的40％，那么对于XD2607即有ILpp＝300×0.4＝120mA。影响A的因素有很多，例如电感电流、输入电源电压、外围温度、器件模型参数等，所有这些都应在设计考虑范围内，但很难用手工精确计算，我们可以借助于EDA软件仿真，然后进行数值逼近。首先我们通过仿真得到对电感电流、输入电源电压、外围温度的函数曲线。理论推算与实际仿真均证明电感电流对A的影响极小，可以忽略。A的温度特性与电源电压特性分别如图图3.2.4、图3.2.5所示。图3.2.4A的温度特性图3.2.5A的电压特性我们分别对图3.2.4和图3.2.5中曲线上的点取样，然后分别用双曲函数和对数函数来对两者进行拟合，拟合得到A分别以外围温度和输入电源电压为变量的函数依次为(3.2-16)和(3.2-17)式：(3.2-16)(3.2-17)其中，T为绝对温度，T0=233K，VIN0=2.5V。最后再将(3.2-16)和(3.2-17)式合并就最终得到A以外围温度和输入电源电压为变量的二元函数：(3.2-18)通过验证，函数对实际仿真曲线拟合精度在±0.1％左右。在宏模型的具体实现方面，我们采用了VeriLog-A语言。根据公式(3.2-15)和(3.2-18)用VeriLog-A描述的调制器模块为： 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案`include"constants.h"`include"discipline.h"modulemacro(V_ERR,VCC,I_OUT,GM_OUT);inputV_ERR;outputI_OUT,GM_OUT;inoutVCC;electricalV_ERR,I_OUT,VCC,GM_OUT;parameterrealV_REF1=0.55;parameterrealT=300;realC,V_REF2,GM,I_TEMP;analogbegin@(initial_step)beginC=(0.575+0.749*log(V(VCC)))*(0.449+99.542/T)/(0.449+97.542/233);V_REF2=0.12/C+0.55;GM=0;endif(V(V_ERR)<=V_REF1)I_TEMP=0;elseif((V(V_ERR)>V_REF1)&&(V(V_ERR)<=V_REF2))beginGM=(V(V_ERR)-0.55)*pow(C,2)/0.12;I_TEMP=GM*V(V_ERR);endelsebeginGM=C;I_TEMP=GM*V(V_ERR);endV(GM_OUT)<+GM;I(I_OUT)<+I_TEMP;endendmodule 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案通过控制宏模型的端口信号及其属性，我们可以方便地实现温度、电源电压等对调制器跨导的调节。有了调制器模块宏模型，下一步便可利用AC分析测得电压环路频率特性，进行频率补偿。1.零极点分析与频率补偿图3.2.6XD2607的控制环路简化图图3.2.6给出了XD2607的控制环路简化图。该环兼有DC增益和交流频率响应特性。DC控制环包括反馈电阻网络、误差放大器、电流比较器、峰值电流采样和芯片的外接负载。DC环再加上输出电容COUT、反馈电容C1和阻容补偿网络就构成了AC环。DC/DC负载调整率取决于环路DC增益，也就是说DC增益越高，负载变化对输出的影响越小。DC增益等于电阻反馈网络增益、误差放大器电压增益以及内部调制器增益之积。分别计算如下：电阻反馈网络增益：(3.2-19)其中，VREF是内部0.8V基准，VOUT为输出电压。误差放大器增益为：(3.2-20)其中，gm（EA）为误差放大器的跨导，RO（EA）是误差放大器输出阻抗。内部调制器DC增益应按下式计算：(3.2-21)其中，规模gm（MOD）是内部调制器跨导，RLOAD为芯片负载。如图3.2.6，XD2607有两个低频极点和两个低频零点。两个低频极点一个是输出电容、电阻引起的，而另一个则是误差放大器输出阻抗与内部补偿电容构成的。分别计算如下：由输出电容COUT、负载电阻RL带来极点的频率为：(3.2-22)误差放大器输出阻抗与内部补偿电容构成的极点为： 27第三章XD2607设计中的技术关键及其解决方案(3.2-23)一个低频零点由芯片内部阻容补偿网络决定，它的频率为：(3.2-24)另一个低频零点是由外接反馈电阻、电容R1和C1构成：(3.2-25)另外，电压环路中还存在输出电容及其ESR形成的fzo2，其频率等于：(3.2-26)当然外接反馈电阻R1、R2和电容C1也会形成一个极点：(3.2-27)但XD2607的fZo2、fpea频率较高，处于环路的0dB带宽之外，所以不影响稳定性。采用内部补偿是XD2607独特之处之一，因此电压环路的稳定性并不取决于输出电容及其ESR，从某种程度讲，XD2607是为配合陶瓷电容器而设计的。虽然该输出电容零点对芯片的稳定性没有贡献，但值得一提的是：如果我们用两个同样的COUT并联作为新的输出电容，则可以将输出极点频率减半而不会影响到输出电容零点。这是因为虽然电容翻倍了，但其ESR却减半，同时负载电阻RL保持不变，最终使得RL、COUT的乘积增大，但ESR、COUT的乘积却不变。这对某些芯片设计来说是非常有用的。由于XD2607的负载范围较宽：从空载到保证VIN=3V时带动300mA的负载。并且其输出电压范围也较大（0.8V～5.5V），那么原理上来讲输出阻容带来极点fPL的频率变化范围也会很大，例如仅对于Iload=60~300mA的情况，fPL便有340Hz~12.7KHz的变化范围，因此必须合理计算补偿零点的位置，以保证电压环路有足够的相位裕度。图3.2.7XD2607电压环路波特图利用宏模型，在VIN＝3.6，VOUT＝1.8V，RLOAD＝9Ω，25℃，全典型模型条件下测得的电压环路交流特性如图3.2.7所示。虚线为环路的相位特性，实线代表其增益特性。可以看到环路的0dB带宽约100kHz，即约为芯片主频的1/10，相位裕度700左右，保证环路的稳定与较好的瞬态响应。 55第四章XD2607电路设计与仿真验证第四章XD2607电路设计与仿真验证所设计XD2607主要含15个子模块、主开关、同步开关、采样管和采样电阻。本章对芯片主要模块进行详细的设计分析、计算及仿真验证。关于采样比例与斜率补偿的设计已于第三章给出了较为详尽的推导，本章便不再重复。出于保密和原理图清晰明了之目的，电路中没有给出具体的器件参数。§4.1使能控制与PTAT电流偏置（ENABLE）1．功能要求该模块为全芯片的使能控制部分。主要完成两个功能：（1）根据输入引脚RUN的电平高低，为其他电路提供使能控制信号。当VRUN接高电平（大于1.2V）时，整个电路正常工作；当VRUN接低电平（低于0.4V）时，电路处于使能关断状态。（2）在芯片处于使能工作的条件下，产生一路PTAT电流为芯片提供偏置。2．输入/输出信号功能描述输入信号：RUN：芯片的使能输入端。输出信号：（1）EN、XEN：芯片内部使能信号。EN为高时电路正常工作，XEN为EN的反相信号；（2）B—EN：芯片正常工作时为其他电路提供恒定偏置（3）SHUT：在使能输出为低电平或者偏置电流尚未建立时，输出高电平来关断其他电路。3．电路设计ENABLE模块在功能上又可以分为两个子模块：使能控制（RUN）和PTAT电流偏置（I_BIAS）。下面分别对两者的实现和具体电路加以描述。图4.1.1使能控制（RUN）原理图（1）使能控制（RUN）使能控制子模块的原理图见图4.1.1。RUN引脚电平可以是介于电源（VIN）和地（GND）之间的任一电平，当VRUN接高电平（大于1.2V）时，整个电路正常工作；当VRUN 55第四章XD2607电路设计与仿真验证接低电平（低于0.4V）时，电路处于使能关断状态。而芯片内部电路要求的使能信号为逻辑电平，即高电平接近VIN，低电平接近GND。因此，RUN引脚电平不能直接作为内部使能信号，需要经过驱动和转换。若将RUN脚直接同非门的输入端相连，则芯片的使能阈值即为CMOS非门的阈值，其跳变电压为：（4.1-1）其中k为比例常数，由非门中PMOS和NMOS尺寸决定。由式（4.1-1）可知，如果电源电压VI！变化，则发生变化，那么RUN脚电平不变，电路却可能因电源电压的变化而在工作与关断之间来回切换，这显然是不合适的。因此，我们采用一个NMOS(MA11)和一个倒管(MA47)串联的结构做为输入级，如图4.1.1所示。这种结构的优点是，只要RUN引脚电平达到NMOS管的阈值电压，MA11就会导通，由于MA47的电阻很大，只要MA11轻微的导通，XRUN点电平就会很低。这样，RUN引脚电平的跳变电压约等于NMOS的阈值电压，该阈值基本不受电源影响。MA9、MA10以及非门IA13引入了一个小的迟滞电压。这样可以避免电路由于RUN脚电压的细微波动带来的误切换。电路中的四个非门IA15、IA17、IA21及IA23对使能信号进行驱动和整形，另外，IA19完成自锁。EN和XEN是两个反相的使能信号，当EN为高电平，XEN为低电平时电路正常工作，否则停机。（1）PTAT电流偏置（I_BIAS）该部分电路主要由PTAT电流产生、自启动电路、启动完成检测和输出级四部分组成，如图4.1.2所示。图4.1.2PTAT电流偏置（I_BIAS）原理图PTAT电流偏置电路结构的输出电流I0 55第四章XD2607电路设计与仿真验证原理上仅取决于自身的拓扑结构，而对于电源电压不敏感，从而输出较为稳定的偏置电流。电流产生原理推算如下：当电路正常工作且达到平衡态时，VA=VB，落在电阻RA13S9上的压降为：（4.1-2）又因为QA4M8与QA3同为衬底PNP晶体管，其中QA4M8是用8个与QA3完全相同的管子并联而成，因此两者的发射结反向饱和电流IS具有以下关系：（4.1-3）MA102与MA101构成电流镜，且两者尺寸相等，即：（4.1-4）结合上述三式即可得到最终输出的PTAT电流为：（4.2-5）其中k为波兹曼常数，T为绝对温度，q为电子电量。VA=VB的反馈过程为：当B点电位高于A点时，由于，导致I0增大，继而抬高A点电位；反之，当B点电位低于A点时，由于，导致I0下降，进而A点电位被降低。我们知道电路中的MA101、MA102、MA62P2和MA63P2形成一个正反馈环。而对于具有正反馈的电路，在其增益小于1时，存在稳定的工作点。该电路具有以下两个特性：其一，从MA62P2、MA63P2和电阻RA13S9组成的电流源结构角度来讲，I0在很宽的范围内不随I1的变化而变化；其二，从MA101、MA102构成的电流镜结构角度来讲，I1应时刻跟踪I0变化，两者的特性曲线如图4.1.3所示。图4.1.3特性曲线从图中可以看出：电路存在两个可能的稳定工作点。其中，稳定点S是我们所希望的工作点。而在O点的I0＝I1＝0是我们所要避免的。因此我们必须加入启动电路以便使电路脱离O点稳定状态，最终过渡到所希望的稳定工作点S[14]。 55第四章XD2607电路设计与仿真验证做为启动电路需要具有下面两个工作特征：一方面，保证PTAT电流源脱离不期望的稳定点；另一方面，在电路达到预期稳定工作点时，启动电路将关断，对电路无影响。具体过程为：当输入使能信号EN为高电平时，MA66M2导通，使得START点电位降低，进而MA105导通，VGS3=VGS4增大，MA62P2和MA63P2导通，晶体管QA4M8与QA3始终有一定量的电流流过，开始从O点向S点过渡。随着偏置电流的逐渐建立，流过大电阻RA23的电流增大，继而使得START电位升高至接近电源电位，从而关断启动电路。关断信号SHUT由芯片内部使能信号EN和启动完成检测输出信号D共同决定，只有当两者同时为高电平时，输出关断信号SHUT为低，芯片其它模块正常工作。在偏置电流尚未完全建立的阶段，虽然B_EN可以为其它模块提供电流偏置，但此时的电路工作点既不稳定也不合适，因此，我们希望在偏置电流最初建立阶段暂时关断其余电路，等到建立完成时再使SHUT为“0”。启动完成检测电路便是用来达到该目的，其具体工作过程为：启动电路关断时，MA109和MA110也会逐渐截止，D点电位被由低拉高，最终SUHT电压也由“1”变“0”，至此芯片其它模块开始正常工作。图4.1.4RUN引脚直流扫描曲线图4.1.5PTAT电流温度特性4．仿真验证波形图4.1.4是ENABLE模块的仿真验证波形，可以从中看出以下过程：当输入信号RUN为低电平时，输出端EN为低电平，SHUT为高电平；当输入信号RUN大于约0.8V的阈值时，EN跳变，PTAT电流IMA63P2建立起来且约为500nA，紧接着SHUT归零。IMA107是启动电路电流，可以看到PTAT电流建立起来后，其电流也归零，启动电路被关断。实现了该模块所设定的功能。图4.1.5是PTAT电流的温度特性。§4.2带隙基准源（VREF）1．功能要求产生电压基准信号，用做芯片内部其它模块的比较基准。该模块是整个电路的核心部分，基准的电压精度直接决定了DC/DC的输出电压精度，基准电压应该对电源电压和温度不敏感。 55第四章XD2607电路设计与仿真验证1．输入/输出信号功能描述输入信号：B_EN：恒流偏置信号，给电路提供恒定电流，由ENABLE中的I_BIAS提供。输出信号：（1）VR：提供一负温度系数电压，用以在IREF模块产生零温度系数电流；（2）VR1_2：1.2V带隙基准电压；（3）VR_85、VR_8、VR_3：由1.2V带隙基准电压分压得到的0.85V、0.8V和0.3V基准电压，送至其模块作为比较器的参考电压。2．电路设计在N阱CMOS工艺中要实现零温度系数的带隙电压基准，需要利用衬底PNP来提供以下两条构建带隙基准的要素：（1）利用其BE结二极管的正向压降VBE来提供负温度系数，它的温度系数≈-2mV/℃；（2）利用其不同BE结之间的电压差产生等效热电压VT，VT的温度系数≈+0.086mV/℃。结合VBE和VT的温度系数极性相反以及集成电路中元器件间匹配和温度跟踪较好的特点，则可得到不同的对电源电压和温度不敏感的基准电压。下面是对带隙基准源形成机理的推导：忽略基极电流，对于PNP有如下关系式：（4.2-1）IC、IS分别为集电极电流和发射结反相饱和电流。我们知道发射结反向饱和电流IS的大小与器件结构有关，其关系式为：（4.2-2）其中，ni为器件固有的少数载流子浓度，QB为总的基极掺杂浓度，基极平均电子迁移率。A是BE结面积，T代表温度。这里的B、B’是与温度无关量。、ni与温度之间的关系式为：（4.2-3）（4.2-4）其中，VG0 55第四章XD2607电路设计与仿真验证硅绝对零度下的带隙电压。式中的C、D仍是与温度无关量，其绝对值对理论分析并不重要，因此忽略不考虑。指数幂n表示基区电子迁移率与基区掺杂水平有关。结合式（4.2-1）～（4.2-4）得到：（4.2-5）其中，E是温度无关常量。并且（4.2-6）在实际的电路中，并非恒定而是随温度变动的。可以假设在某一时刻其随温度变化特性已知且可以表示为：（4.2-7）其中G与温度无关，结合（4.2-5）、（4.2-7）就得出如下关系式：（4.2-8）从带隙基准源构成原理来讲，它分为两部分，可以用下式表示：（4.2-9）将（4.2-8）带入（4.2-9）得到：（4.2-10）该式中VOUT被表示为电路参数G、α、M及器件参数E、γ的函数。我们最终的目的在于得到零温度系数的电压源，因此再将上式对温度求导以得到使得输出电压为零的电路参数G、α、M。推导过程如下：（4.2-11）T0便是使得温度系数为零的温度点，而VT0则是在T0度的热电压，整理上式得到：（4.2-12）根据（4.2-12）我们就可以求出电路参数G、α和M。再将此式回代入（4.2-10）：（4.2-13）至此。输出电压仅成为参数T0的函数，当然T0取决于常量M、E、G。输出电压在零温度系数点T0的电压为：（4.2-14）该电压非常接近硅的带隙电压，带隙基准源也是因此而得名。下面再将（4.2-13）对温度求导：（4.2-15） 55第四章XD2607电路设计与仿真验证由上式可以看出：当TT0时曲线为负斜率。仅当T趋近于T0时，利用一阶无穷小代换有：（4.2-16）可以看到，输出电压温度系数仅在T＝T0时为零。这是由于二极管BE结温度系数并非恒值，VT发生器只能用以消除其线性部分。当然针对这一非线性分量的补偿问题人们又构思了各种解决途径，比如曲率校正，限于篇幅这里不以叙述。图4.2.1带隙基准电路XD2607中采用的带隙基准电路如图4.2.1所示。用来保证A、B点电压相同的运放由输入跨导级和高增益反相放大级组成。第一级输入跨导级由MA56M2、MA57M2、MA59P2、MA80M2和MA94M2构成；第二级由MA58M4、MA93P2组成单管反相放大级，电容CA7P2与电阻RA29的作用在于：首先是用CA7P2进行米勒补偿，但是却因此引入了一个右半平面零点，它位于：（4.2-1）式中的CGDMA58M4代表MA58M4栅漏之间的寄生电容。这是因为形成从输入到输出的寄生信号通道。这个右半平面的零点一方面在环路中产生了更大的相移，另一方面减缓增益幅度的下降，大大降低了环路的稳定性。为了消除这个不良影响，又给电容CA7P2串联了RA29，结合RA29后新的零点位于：（4.2-2）通过合适地选取RA29的大小就可以将该右半平面零点移到左半平面来，保证了环路有较好的相位裕度。RA27、RI1、CA3、CC3组成的二阶RC低通用以滤除电源VIN!上的高频噪声以及芯片的开关噪声，降低电源波动对基准的影响。 55第四章XD2607电路设计与仿真验证类似于前面所介绍的ENABLE中PTAT电流产生原理，QA24M8也是用8个与QA1完全相同的管子并联而成，同理当电路达到平衡态时，，此时落在电阻上的压降为：（4.2-3）流过RA13S9的PTAT电流为：（4.2-4）其中k为波兹曼常数，T为绝对温度，q为电子电量。则最终得到带隙基准为：（4.2-5）式（4.2-1）的第一项具有正温度系数，而第二项具有负温度系数，因此适当选取第一项中的电阻比例便可以使VR1_2具有很小的温度系数。另一路用于产生零温度系数电流的VR电压为：（4.2-6）显然，因此VR是具有负温度系数的电压。1．仿真验证波形图4.2.2VR1_2温度特性曲线图4.2.3VR1_2电源调整率基准电压特性仿真验证结果如图4.2.2、图4.2.3所示。温度在40℃时，基准电压温度系数为零；温度在－40℃～125℃范围内，基准电压变化量不足3.8mV；电源从2.5V变至5.5V，基准电压变化0.4mV，电源调整率达到0.01％。 55第四章XD2607电路设计与仿真验证§4.3零温度系数电流基准（IREF）1．功能要求该模块要产生一路非常精确的、用来为振荡器定时电容充放电的恒定电流，该电流要尽可能避免一切干扰保持恒定。我们所考虑的干扰因素主要包括电源波动、温度变化以及参数漂移。2．输入/输出信号功能描述输入信号：（1）B-EN：ENABLE模块提供的偏置电流；（2）VR：由VREF模块提供的负温度系数电压；（3）EN、XEN：ENABLE模块提供的使能信号，两者反相；（4）SLEEP3：由逻辑模块（LOGIC）输出的突发模式下休眠控制信号，当SLEEP3信号为“1”时，本模块休眠不工作；（5）ADJ1、ADJ2、ADJ3：调节脚。输出信号：B-IR1：恒流输出偏置电压。3．电路设计要设计具有零温度系数的电流基准，温度补偿的原理与带隙电压基准是一致的，即从某种可预测之温度漂移源出发，寻求另一种能按比例增减并能与前一种相抵消的可预测的温度漂移源，最终得到零温度系数的电流。电流产生方法最直观的构思便是利用电压除以电阻。具体的实现必须结合工艺考虑到电阻的温度特性，继而设法产生一路与电阻温度系数极性相消的电压。XD2607采用了Hynix0.5μmCMOS工艺，而我们所要采用的高阻值电阻为负温度系数，因此关键点就转为负温度系数电压的寻求。第一想到的自然就是在VREF模块产生该电压，因为带隙电压源的拓扑结构便是利用器件间不同的温度特性产生所需温度特性之电压，其输出电压的形式为：（4.3-1）原理讲，通过适当选取M便可得到任何温度系数的电压。因此我们从VREF模块引出了一路负温度系数电压VR，其大小为：（A<0）（4.3-2）Vbe0是常温时的BE结电压。 55第四章XD2607电路设计与仿真验证R的温度系数可以通过工艺文件得到，设为TFR，忽略其二阶温度系数有：R＝R0（1－TFR）（4.3-3）R0是常温时的电阻值，电阻R为负温度系数。从而：（4.3-4）Iref的温度系数为：（4.3-5）如果希望零温度系数出现在T0，则取T＝T0且令上式为零即可近似求得温度系数为零的A值，从而选定从VREF中何处引出VR。因手工计算采用了较多的近似，故误差相对较大。精确参数还需要利用EDA软件在此基础上进一步仿真设定。图4.3.1IREF原理图最终设计的零温度系数电流基准原理图如图4.3.1所示。正常工作时SLEEP3、XEN为低电平，使能信号EN为高电平。采用一级电压跟随器引入VR以避免后级电路的输入阻抗对VREF的影响。该模块使用的运算放大器结构与VREF模块的相同。对于本模块来说，如果休眠时将电路完全关断，则退出休眠时会因为基准电流启动过慢而使芯片工作不正常。为此在休眠时我们仅用SLEEP3信号将模块的一部分直流偏置Ib1、Ib3切断，运放的静态电流降为正常工作时的四分之一。4．仿真验证波形图4.3.2零温度系数电流基准的温度特性在40℃时，基准电流温度系数为零，温度在－40℃～125℃范围内，基准电流在1.457A至1.499A内变化，变化量约42nA。 55第四章XD2607电路设计与仿真验证§4.4误差放大器（EA）1.功能要求输出电压信号通过外接分压电阻反馈至引脚VFB，信号VFB在误差放大器中与0.8V基准比较，输出误差信号。2.输入/输出信号功能描述输入信号：（1）VFB：芯片反馈引脚；（2）VR-8：由带隙电压基准模块输出的0.8V基准电压；（3）B_BST：由其它模块提供给EA放大器的偏置电流；（4）LB4：自动测试电路的测试控制信号（详见TEST模块电路介绍）；（5）XSHUT：输出关断信号，为“0”时关断本模块。（6）SLEEP1：休眠控制信号。为“1”是EA进入休眠时期工作状态。输出信号：ERR3：误差放大信号。该信号经箝位后控制电感峰值电流。3.电路设计我们设计的EA模块采用了对称结构的OTA运放，如图4.4.1所示。正常工作时XSHUT1为“1”，SLEEP1为“0”。若XSHUT1为“0”则EA被关断不工作。若芯片处于休眠态，即SLEEP1为“1”时，OTA的尾电流被减小为正常值的1/8。另外LB4为测试时期控制信号，若其为“1”则EA被连接为电压跟随器，VFB引脚电压跟随0.8V带隙基准电压，详细原理在测试模块（TEST）中加以介绍。M3、M5、M7接成MOS二极管的形式，MOS二极管的小信号交流阻抗很小，等于1/gm，从它们的漏端看进去，小信号的交流阻抗相当小，约等于1/gm，降低图4.4.1误差放大器（EA）原理图 55第四章XD2607电路设计与仿真验证了增益，但这种结构可对输出电压箝位，为下级输出一个相对稳定的电压，避免了噪声的干扰。第二级对称电流镜放大了两支路电流，具体的放大倍数可以通过调节电流镜的宽长比来实现。该电路的另外一个特点是：采用推挽式输出结构，增大了输出增益和输出电压摆幅（VIN到地）。由于误差放大器对环路的频率响应有很大的影响：一方面，它提供了大部分的环路增益；另一方面，通常来说对整体环路的补偿就是通过适当选取误差放大器的输出电容，即调整误差放大器的频率响应来实现的。为此有必要对电路的主要特性进行详细推导。（1）增益从输出端ERR3看进去，该节点具有较高的等效交流电阻，该等效阻抗为：ROUT＝r06||r08（4.4-1）此时该运放的电压增益为：（4.4-2）若：（）M3：（）M4=（）M5：（）M6＝1：B（4.4-3）由于M3接成MOS二极管，有：（4.4-4）又有：gm4=gm6=B×gm3=B×gm5（4.4-5）但r06、r08却因此减小为原来的1/B。所以：（4.4-6）这证明该对称OTA结构的增益与第二级的电流镜比例无关。当然第一级的增益也是非常重要的，因为它决定了OTA运放的噪声性能。其增益为：（4.4-7）（2）增益带宽积：如果携带电压信号的节点越多，产生的极点就越多。该电路的主极点在输出端ERR3，其值为：（4.4-8）上式Cn7为连接到输出端的所有电容，C1为负载电容。由此，结合（4.4-6）和（4.4-8）我们可得到它的带宽增益积：GBW＝AVƒd＝（4.4-9） 55第四章XD2607电路设计与仿真验证可以看出它的GBW是1：1电流镜情况下的B倍，但同时它消耗的电流也增加了倍。所以说其GBW的增加是以消耗更多的静态电流为代价的。（3）相位裕度：EA的次极点可能出现在节点4、5、6上，因为这些节点上存在较大的寄生电容。由于节点4、5携带的电压信号幅度相同、相位相反，因此它们的极点角频率相同。总之，它们形成一个次极点ƒnd5：（4.4-10）而另外一个次极点就出现在节点6上。同时，这里还有一个零点的产生，且零点频率是该次极点的两倍。极点频率为：（4.4-11）零点频率为：（4.4-12）可得到其相位裕度为：P.M.＝90°－φn5－φn6（4.4-13）其中：φ（4.4-14）φ（4.4-15）（4）压摆率（SlewRate）：由于几个电流镜像管是1׃B，所以压摆率变成1:1电流镜情况下的B倍，即：（4.4-16）但是，同样地，压摆率虽然提高了B倍，但这仍是以多消耗B-1倍电流为代价的。1.仿真验证波形 55第四章XD2607电路设计与仿真验证图4.4.3EA频率特性图4.4.3给出了EA的频率特性。其中虚线为相位特性，实线为增益特性。可以看出EA的直流增益取为50dB，主极点位于635Hz处，R1、C1形成的补偿零点的频率约取为61.6KHz。这是对整个电压环路稳定性与芯片负载调整率等指标综合考虑的结果。§4.5振荡器模块（OSC）1．功能要求振荡器是许多电子系统的主要部分，应用范围从微处理器中的时钟产生到蜂窝电话中的载波合成，要求的结构和性能参数差别很大。利用CMOS工艺设计稳定、高性能的振荡器不断成为重要课题。本模块产生恒定频率为1.5MHz的时钟信号做为整个芯片的主频，每个周期触发主开关导通。另外还具有频率移位的功能：当反馈VFB电压为0.3V以下时，振荡器的频率下降到标称频率的1/7，即210KHz，保证电感电流有足够的时间衰减，防止失控；当VFB逐渐上升至0.3V以上时，振荡频率逐渐上升到1.5MHz。2．输入/输出信号功能描述输入信号：（1）B-IR1：由IREF模块输出的恒流信号；（2）SLEEP1，SLEEP3：突发模式下休眠控制信号；（3）SHUT：来自ENABLE模块的关断信号，为高电平时，振荡器不工作；（4）VR_3：0.3V基准电压输入；（5）VFB：反馈端输入电压；（6）VRM：振荡器内部比较器的比较参考端电压；（7）LC7：测试控制信号。正常工作时为“0”。输出信号：（1）VCAP：振荡器定时电容电压（2）OSC：振荡器时钟输出端3．电路设计振荡器的功能简言之就是产生周期性的、一般是电压形式的输出，它可以在没有输入的情况下持续不断地产生输出。本质上来讲振荡器是一种设计“拙劣”的反馈放大器。如果放大器本身的输出在高频时相移过大而使得整个环路成了正反馈，那么振荡就会发生。总之，如果一个反馈电路的环路增益满足两个条件： 55第四章XD2607电路设计与仿真验证（4.5-1）∠（4.5-2）那么电路就会在ω0处振荡，称为“巴克豪森准则”。在存在温度和工艺漂移地情况下为了确保振荡，通常将选择环路增益至少两倍和三倍要求的值。图4.5.1振荡器线路图XD2607的振荡器采用了给定时电容恒流充放电产生周期性、稳定的输出电压波形的结构。实际的振荡器线路图如图4.5.1所示。正常工作时控制信号SLEEP3、SLEEP1均为高，关断信号SHUT为低。用于给定时电容的充放电电流基准由B-IR1引入，倒管MD65用以在休眠态时为电容续流。整体电路由四部分组成：电容充电回路、电平检测比较器、电容放电回路，频率移位比较器。设电容的充电电流为I1，放电电流为I2。电路的工作过程为：假设初态是VCAP大于VRM，比较器输出端OUT电平为1，RS触发器输出“1”，OSC输出“0”，这样，一方面MD34导通使得MD57截止，A点电位为“1”；另一方面MD56截止，电容没有放电回路。电容处于I1恒流充电阶段。随着VCAP的上升达到上限VRM，比较器输出端OUT电平为0，RS触发器状态翻转至“0”，OSC输出“1”，RS触发器状态经过两级非门反馈回来完成以下控制：（1）使MD34截止；（2）使MD54导通，OUT电位拉高，RS触发器状态保持；（3）MD56导通。由于此时的VCAP电压很高，MD57保持截止；电容放电回路工作，放电电流I2=IDMD29M6－I1，VCAP电压开始下降。随着电容的放电，VGSMD增加，当VCAP减小到一定值时，MD57导通，将A点电位拉低，RS触发器状态翻转为“1”，OSC输出“0”。RS触发器状态反馈回来又使MD34导通、MD54、MD56截止，MD57截止，放电回路停止工作。整体状态又回到初态，电容重新开始充电。如此周而复始即产生了时钟信号。为了便于描述与推导，设I0=IDMD32，充电电流为I1，放电电流为I2 55第四章XD2607电路设计与仿真验证，充电时间为T1，放电时间为T2芯片正常稳压工作时，VFB>VR_3=0.3V，则频率移位比较器输出Ip＝0。电容充电时间为：（4.5-3）电容充电时间：（4.5-4）整个时钟周期为：（4.5-5）而I1、I2均是由I0镜像而成的，因此分别改变两路比例电流镜的镜像比例，即可改变充放电时间；改变恒流I0或定时电容的大小就能够修改时钟周期。另外，由于该振荡器输出时钟将作为芯片的主频，其频率应尽量准确，故而采用IREF产生的零电流基准作为充放电电流。当电路刚启动或输出短路时，VFBVA，但根据（4.7-3）得知IOUT会增大，从而B点电位下降；反之亦然，从而电路趋于平衡。对（4.7-3）求导得到：（4.7-4）而在会比较器正向端产生的电压变化，最终得到该放大器的增益近似为：（4.7-5）调节电阻比例便可以实现对增益的改变。IDC为P点提供直流工作点，ISLOPE即为斜率补偿电流。它们与IOUT叠加后在电阻RH15S6上转换成电压信号，与误差控制电压ERR4比较，输出高低电平，调节开关管的占空比。§4.8误差箝位电路（CLAMP）1．功能要求对输入误差信号进行处理，实现两方面的功能：其一，限制峰值电流比较器的参考端电压在上下箝位电平之间，以防止参考电压过高导致输出电流过大而损坏芯片或参考电平过低而误关断芯片；其二，箝位阈值还要随占空比进行调节，以保证电感最大输出电流不变。2．输入/输出信号功能描述输入信号：（1）B1_SLOP、B2_SLOP：电流镜栅极偏置。建立直流工作点；（2）RAMP：电流镜栅极偏置。引入斜率补偿电流；（1）B_EN：直流偏置信号。由ENABLE中的I_BIAS提供；（2）B_IR1：引入零温度系数基准电流；（3）ERR3：误差放大器输出误差信号，由EA模块提供；（4）SHUT：全局关断信号。为“1”时，关断电路；为“0”时，电路正常工作；（5）XSHUT2：局部关断信号； 55第四章XD2607电路设计与仿真验证（1）SLEEP1：休眠信号；（2）XMOD：工作模式切换信号。为“0”时芯片工作于脉冲跳跃模式，此时XMOD将该模块的低箝位电压被设为“0”。输出信号：（1）B1_CLP、B2_CLP：恒流偏置信号。为ICOMP模块提供偏置。（2）ERR4：经箝位的误差信号，送至ICOMP模块与峰值电流采样信号比较。3．电路设计CLAMP的整体设计思路为：应引入斜率补偿信号使得箝位电路的箝位阈值随着斜率补偿信号幅度的增减而增减。图4.8.1CLAMP模块等效电路图4.8.1为箝位电路的等效框图。正常工作时，SHUT为“0”，XSHUT、SLEEP1均为“1”。其中V2为低箝位阈值，V1为高箝位阈值。Islope为斜率补偿电流，IDC为高低箝位确定一个直流电平，IB1～IB3为有源负载。V1电位与ERR3电位通过M2、M3构成的最简单的比较器进行比较，然后将两者之中电位较低者的电位输出。当输入信号ERR3的电位高于高箝位阈值电平V1时，比较器A输出为“0”，使得M1导通并将ERR3电平下拉，直至其电平小于等于V1。同时V1电位通过M3、M4支路输出，VERR4＝V1（即高箝位阈值）；由图中可以看到，B点电位固定在，若则ERR4点电位比低箝位阈值V2低时，M5将导通，强制ERR4电压为：（4.8-1）即等于低箝位电平。当芯片工作于突发模式时，高、低箝位阈值分别为：（4.8-2）（4.8-3）高箝位保证芯片的最大电感峰值电流在500mA左右；低箝位则保证在突发模式下，电感峰值电流大于100mA。当芯片工作于脉冲跳跃模式时，XMOD为“1”，M7导通将该模块的低箝位电压拉至地电位。此时的高、低箝位阈值分别为： 55第四章XD2607电路设计与仿真验证（4.8-4）（4.8-5）这时的电感峰值电流范围是0～500mA。图4.8.2为CLAMP模块的具体电路图。图4.8.2CLAMP电路图4．仿真验证波形图4.8.3低占空比突发模式下直流扫描曲线由4.8.3的箝位直流扫描曲线可以看出，在突发模式低占空比（未发生斜率补偿）时，输出端ERR4的电平被限制在0.65V～1.15V间。§4.9自动测试电路（TEST）1．功能要求对于芯片研发，测试时间已成为最消耗成本的因素之一。针对这一问题，本模块利用管脚复用技术实现芯片可测性设计。从而大大缩短了芯片测试周期，提高了产品利润。2．电路设计 55第四章XD2607电路设计与仿真验证图4.9.1TEST中的时钟产生电路想仅利用芯片有限的几个管脚实现可测性设计，那么测试电路里必须设计有计数电路及译码电路。计数电路的作用在于根据简单的管脚信号编排相应的测试时序。译码电路则负责将不同时段的测试信息破译，进而给出具体操作信号。XD2607的自动测试电路分为四部分：时钟产生电路、计数器、译码电路和测试附加电路。时钟产生电路用以在LA16端产生时钟，如图4.9.1所示，其输入端为RUN引脚和电源输入端VIN。该部分电路所采用的电路结构与ICOMP中的放大器类似，RUN脚电压和电源电压VIN在此进行比较，同样可以证明RUN引脚与VIN的差值等效落在了电阻RA24上。当VRUN＜VRUN阈值时，芯片处于关断状态，自动测试电路不工作；当VRUN阈值≤VRUN≤VIN时，MA8无电流通过，A点为地电位，MA12不导通，LA16则输出常“1”；当VRUN≥VIN时，若忽略底部的直流偏置电流，则流过MA8的电流为：(4.9-1)那么A的电压为：(4.9-2)只要VRUN高于VIN一定值时，，MA12导通，LA16便输出“1”。由此得到使LA16输出逻辑1的条件：(4.9-3)其中，代表MA12导通阈值电压。但是有一点必须要注意：由于RUN引脚还加有ESD保护电路，即从RUN到电源之间反相连接了一个二极管，当RUN脚电压高于电源电压一个阈值电压时，反接二极管便会被正偏导通，RUN脚外接电源于芯片电源被并联，这是我们务必要避免得情况！因此在产生时钟信号时，RUN引脚外接时钟信号，其幅度应落在下式所列区间内：（4.9-4） 55第四章XD2607电路设计与仿真验证其中，VTH即代表ESD保护反接二极管正向导通阈值。图4.9.2TEST中计数器电路LA26输出的时钟信号被送入计数器进行计数，计数器电路如图4.9.2所示，FB258、FB304为分频器。这里采用的计数器通过二分频法实现计数，输出波形如图4.9.3所示。计数器产生的信号便可以用来译码后对电路进行具体控制，再配合以适当的外接电路就可以对芯片进行测试了。译码电路于图4.9.4给出，产生的具体时序如图4.9.6所示。在此之前有必要先对TEST附加电路做以介绍。图4.9.3计数器输出时序图图4.9.4TEST中译码电路图4.9.5TEST中测试专用附加电路TEST中还有一些专为测试设计的附加电路，在图4.9.5中给出，其中IE45为二分频器，OT是过温检测模块的输出信号，过温时输出“1”；SHUT是芯片的全局关断信号，为“1”时关断芯片。附加电路的主要功能：（1）LB2控制：当LB2=“1”时，XCLK点常“0”，分频器保持上一刻状态；当LB2=“0”时，XCLK＝OSC，振荡器输出时钟经过IE45二分频后在其XQ端输出，A点为输出时钟信号，其频率为fOSC/2。（2）LB3控制：当LB3=“1”时，M2、M3导通，TSHUT信号为“1”关断芯片的主开关和同步开关。若此时OVSHUT为“0”（即VFB<0.85V），则A点信号就会从SW引脚输出；当LB3=“0”时，M2、M3、M4均不导通，虚框内附加电路不起作用。（3）LB5控制：当LB5=“1”时，TSHUT信号为“1”关断芯片的主开关和同步开关； 55第四章XD2607电路设计与仿真验证当LB5=“0”时，无影响。表4.9.1列出了译码电路输出的控制信号的功能，其具体时序如图4.9.6所示。表4.9.1译码电路输出控制信号一览表名称所控制模块功能LB2TEST中测试附加电路使XCLK=“0”，进而SLOPE模块的SLOP_EN＝“0”，即斜率补偿信号不输出LB3TEST中测试附加电路LB5TEST中测试附加电路续表4.9.1LB5TEST中测试附加电路LB4EA将EA连接为电压跟随器状态，则VFB管脚电压即跟随0.8V带隙基准电压。从而利用VFB引脚检测到0.8V带隙基准电压TSHUT逻辑（LOGIC）关断主开关和同步开关LC7振荡器（OSC）使OSC模块不工作，输出时钟OSC常“0”LC1突发模式休眠比较器（BURST）屏蔽比较器输出端，使其输出常“0”，即芯片不休眠图4.9.6译码电路输出时序图图4.9.6中的时序可以分为T1～T3三个部分，在这四个不同的时段我们可以完成芯片不同指标的测试。分别介绍如下：（1）T1时段结合图4.9.6和表4.9.1，此时段有如下控制：（a）LB4=“1”EA被连接为电压跟随器，则VFB管脚电压即跟随0.8V带隙基准电压。从而利用VFB引脚检测到0.8V带隙基准电压；（b）LC7=“1”OSC模块不工作，时钟OSC常“0” 55第四章XD2607电路设计与仿真验证。电源中无开关噪声。那么，我们在此时段可以通过VFB引脚得到带隙基准电压，并完成其各项相关指标的测试。（1）T2时段在此时段的测试控制为：（a）TSHUT=“1”关断主开关和同步开关；（b）LB3=“1”若此时OVSHUT为“0”（给VFB引脚外加电源使得VFB<0.85V），上述测试附加电路工作，振荡器产生的时钟fOSC经过二分频后由SW引脚输出；若此时OVSHUT为“1”（给VFB引脚外加电源使得VFB>0.85V），振荡器时钟被屏蔽，SW输出高电平。我们可以利用此时段完成芯片三项指标的测试(VIN=3.6V)：（a）振荡器时钟给VFB引脚外加电源使得VFB＝0V，这样OSC模块的频率移位比较器工作，其振荡时钟减至标称值得1/7。此时我们可以从SW测得振荡器频率移位后的fOSC/7指标。（b）给VFB引脚外加电源使得VFB=0.8V，同理，我们可以从SW测得振荡器标称频率fOSC＝1.5MHz。（c）给VFB引脚外加电源使得VFB从较低电压向0.85V缓变，观察SW引脚输出状态，当其输出状态由时钟信号突变为恒定高电平时所对应的VFB脚电压即为过压保护模块阈值（△VOVL）。（2）T3时段该时段的发出的控制信息为：（a）LB3=“0”测试附加电路中连接到SW端电路不工作；（b）LC7=“1”OSC模块不工作，时钟OSC常“0”；（c）LC1=“1”芯片不休眠；（d）LB2=“1”XCLK=“0”，无斜率补偿信号。此时，峰值电流比较器ICOMP除无斜率补偿操作之外还保持正常工作。对应的测试操作为：（a）在SW外接电流源，从主开关向外抽100mA恒定电流（即测试条件：），同时量取VIN到SW之间的电压降，则得到主开关导通电阻，计算公式为：（4.9-5） 55第四章XD2607电路设计与仿真验证（b）在上步操作的基础上，逐渐增大外接电流源电流，观察SW引脚输出状态。当其电压由稳定的高电平突变为0时所对应的外接电流源电流即为电感峰值电流（因为该时段OSC不工作，主开关一旦被ICOMP关断，便不会再有信号触发导通，主开关被关断同步后LOGIC模块便立即使同步开关导通）；（c）接着上一步操作，开始逐步减小外接电流源电流直100mA即测试条件：），同时量取SW到地之间的电压降，则得到同步开关导通电阻，计算公式为：（4.9-6）§4.10控制逻辑（LOGIC）1．功能要求整个芯片的控制核心部分。主要功能就是对芯片各个模块进行协调，并通过控制主开关和同步开关的导通与截止实现输出稳压。2．电路设计整个LOGIC模块分主要为三个部分：主开关控制逻辑（PLOGIC）、同步开关控制逻辑（NLOGIC）以及休眠控制逻辑(BLANKING)。整个逻辑模块控制信号烦杂，限于篇幅下面分别予以简要介绍。（1）主开关控制逻辑（PLOGIC）图4.10.1主开关控制逻辑PLOGIC原理电路主开关控制逻辑原理电路如图4.10.1所示。共有五路输入信号：休眠信号（SLEEP1）、过压关断信号（OVDET）、ICOMP输出信号OISHUT、时钟OSC及其反相信号XCLK。三路输出信号为：峰值电流比较器使能信号ICOMP_XEN、斜率补偿信号输出使能控制SLOP_EN和主开关控制信号PCTL。SLEEP1、OVDET的控制较为简单，只要芯片出现过温或过压的情况，SLEEP1或OVDET就会输出“1”，使得RS1复位，从而关断主开关。PLOGIC的主要的工作过程为：在正常工作状态下，振荡器输出信号XCLK触发锁存器RS1，使得输出信号PCTL为“1”，进而PCTL使内部的主开关导通，电源通过主开关向外部电感输出电流，电感电流上升。在此期间，芯片对电感电流进行采样，当该电流达到峰值门限时，峰值电流比较器ICOMP输出信号OISHUT将RS1复位，PCTL=“0”，从而关断主开关。具体来讲就是触发逻辑和关断逻辑：（a）触发逻辑：OSC是占空比非常小（设为Dosc）的脉冲信号（）。每周期由XCLK为零（OSC为“1” 55第四章XD2607电路设计与仿真验证）的短暂时刻触发锁存器RS1，使得输出信号PCTL为“1”内部的主开关导通。引入OSC和RS2的作用在于：在XCLK为“0”触发主开关导通时，OSC为“1”ICOMP_XEN＝“1”、SLOP_EN＝“0”，即将ICOMP峰值电流比较器采样比较端置零，置零时间为：，这样可以避免主开关刚刚导通时的旗杆效应（瞬时的大电流毛刺）导致ICOMP的误操作。（b）关断逻辑：主开关导通，电感电流上升，当其达到一定阈值时，ICOMP输出信号OISHUT=“1”将图4.10.1中的A点置“1”，关断主开关。（2）同步开关控制逻辑（NLOGIC）同步开关控制逻辑（NLOGIC）原理图在图4.10.2中给出。输入信号为：（a）NCTL：同步开关控制逻辑；（b）PDET：主开关栅极电压反相延迟信号；图4.10.2同步开关控制逻辑NLOGIC原理图（c）TSHUT：过温关断；（d）PCTL：主开关控制逻辑。输出信号为：（a）IRCTL：反流检测比较器IRCMP控制信号。IRCTL＝“1”时反流检测比较器输出屏蔽为“0”；（b）IR_OUT：IRCMP的输出。NLOGIC的主要实现的控制为：（a）PCTL为“1”时，负责关断同步开关并打开主开关；（b）芯片过温时TSHUT为“1”，关断同步开关；（c）在确保主开关已经关断的前提下（PDET=“0”），一旦同步管续流至零则IR_OUT=“1”A点为“1”关断同步开关；（d）主开关导通时（PDET=“1”）IRCTL＝“0”，反流检测比较器不正常工作，输出被屏蔽为“0”。（3）休眠控制逻辑(BLANKING)图4.10.3休眠控制逻辑(BLANKING)原理图图4.10.3即为休眠控制逻辑(BLANKING)原理图。对于XD2607来讲SLEEP3才是真正的全局休眠控制信号，它直接输入到其它各个模块中控制其休眠与否。该部分电路的原理较为简单，即当突发模式休眠比较器输出休眠信号SLEEP1＝“1” 55第四章XD2607电路设计与仿真验证时，BLANKING还要等到同步开关续流减小为零时（IR_OUT=“1”）才使SLEEP3＝“1”，这样是为了避免主、同步开关均被关断时电感中有残余能量引起振铃现象。 61在学期间撰写的学术论文和参加科研情况第五章XD2607整体电路仿真验证及主要性能指标实现电路的整体设计不仅要完成所有功能，更主要的是实现芯片的电特性参数，由于元器件特性随着工艺步骤的变动会产生漂移，根据元器件参数漂移范围，存在慢模型、典型模型、快模型之分，所以在仿真中需要进行多种工艺参数、各种温度、不同电压的组合仿真。本章对XD2607最终实现主要特性与指标予以介绍。首先给出XD2607主要特性曲线。为保证真实性，所给曲线均从Cadence/Hspice仿真结果中直接取出，故部分曲线不够清晰。图5.1启动波形1．启动波形仿真条件：脉冲跳跃模式，VIN=3.6V、VOUT=1.8V、Iload=250mA，温度25℃，全典型模型条件下，给RUN引脚加0到2V的阶跃信号。观察芯片的启动过程，芯片约后启动。2．工作模式输出波形图5.2脉冲跳跃模式工作波形图5.3突发模式工作波形仿真条件：VIN=3.6V、VOUT=1.8V、Iload=20mA，温度25℃，全典型模型。脉冲跳跃模式下：电感电流不连续，芯片工作与DCM状态；VOUT 61在学期间撰写的学术论文和参加科研情况输出纹波小于10mV。突发模式下：由CLAMP中的低箝位保证电感电流在100mA以上；VOUT输出纹波70mV左右。突发模式是以牺牲输出纹波幅度来提高效率的。1．载阶跃瞬态响应图5.4VIN=3.6,VOUT=1.8,Iload=0~250mA,25℃，全典型模型，脉冲跳跃模式图5.5VIN=3.6,VOUT=1.8,Iload=20~250mA,25℃，全典型模型，脉冲跳跃模式 61在学期间撰写的学术论文和参加科研情况图5.6VIN=3.6,VOUT=1.8,Iload=20~250mA,25℃，全典型模型，突发模式图5.7VIN=3.6,VOUT=1.8,Iload=0~250mA,25℃，全典型模型，突发模式 61在学期间撰写的学术论文和参加科研情况以上四组负载阶跃曲线可以说明XD2607有很好的相位裕度。1．振荡频率特性曲线图5.8振荡频率温度特性图5.9振荡频率电源电压特性由于采样点有限造成以上曲线不够平滑，但仍可看出振荡频率的温度系数很小，电源3.6V情况下，在-50℃～125℃的范围内的变化为1.43MHz～1.54MHz；温度保持25℃，电源从2.5V增加到5.5V时，主频从1.43MHz提高到1.62MHz。证明XD2607的主频非常稳定。2．主开关(mainswitch)、同步开关(synchronousswitch)导通电阻特性图5.10导通电阻电源电压特性图5.10导通电阻温度特性图5.10和图5.11证明主、同步开关的导通电阻较小，很好的保证了芯片在低输入电压下100％占空比使用时的高效率。充分掌握RPFET的特性也是对斜率补偿电路设计的一个保证。最终设计实现的电特性指标如表5.1所示（用自动测试电路测得）。对照表2.5.2所制订的最初设计目标，证明最终设计已经达到并有部分指标超过预定值。电路特性良好。 61在学期间撰写的学术论文和参加科研情况表5.1XD2607主要电特性指标符号“●”表示在整个工作温度范围内均有效，否则TA＝25℃。如非特别标注，VIN＝3.6V符号参数测试条件Min.Typ.Max.单位IVFB反馈电流●±2.89±20nAIPK峰值电感电流VIN=3V,VFB=0.7V，占空比<35%,450503550mAVFB调节的反馈电压●0.7980.8050.813V△VOVL输出过压关断●205080mV△VFB基准电压调整率VIN=2.5V~5.5V●0.270.30.35%/VVLOADREG输出负载调整率0.5%VIN输入电压范围●2.55.5VIS芯片静态电流脉冲跳跃模式突发模式关断VFB=0.7V,VMODE=3.6V,ILOAD=0VFB=0.83V,VMODE=0V,ILOAD=0VRUN=0,VIN=5.5V30319.40.002349.4370.48μAμAμAfOSC振荡器频率VFB=0.8VVFB=0●1.281.472101.68MHzkHzRPFETP导通电阻ISW=100mA0.542ΩRNFETN管导通电阻ISW=100mA0.456ΩILSWSW引脚漏电流VRUN=0V,VSW=0或5V,VIN=5V±0.5μAVRUNRUN引脚阈值●0.70.81.1VIRUNRUN引脚漏电流●±0.5μAVMODEMODE脚阈值●0.931.21.49VIMODEMODE脚漏电流●±0.02μA芯片效率VOUT＝1.8，负载250mA89.1(%) 61在学期间撰写的学术论文和参加科研情况1．Layout设计电路的设计与仿真验证虽然已经决定了电路的拓扑结构与器件参数，但电路的最终实现要由版图完成，版图的布局布线很大程度地决定了芯片性能，所以版图设计至关重要。由于版图面积比较大，限于篇幅与项目需求，所设计的版图没有给出，这里只列出一些版图设计中主要注意事项：（1）采用同尺寸MOS管串并联来构成比例电流镜，用以提高比例精度；（2）差分对管采用inter-digitized结构以提高匹配性；（3）为保证电压基准稳定，VT产生器中的PNP用同尺寸单元管并联、基极连接kelvin-groud后放置在芯片的等温线上并远离功率管；（4）电路中的大电流支路要表明，以便确定金属连线宽度；（5）电阻的layout设计：对绝对值敏感的电阻应适当加宽；两个需要严格比例的电阻要用单位电阻串并联实现；扩撒电阻要注意电阻岛电位；（6）关键电路四周适当做些预留器件，以便改版调整，或预留调节脚，测试后进行微调节。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'